基于解耦DDQP的三相无线充电系统的设计与研究

Design and Research on A Three⁃Phase Wireless Charging System Based on Decoupled DDQP

摘要

无线充电技术可以完美解决直流充电带来的风险和不便， 从而极大推动电动汽车的发展。无线充电系统发射模块或接收模块端线圈可以由一个或多组形状或大小不同的线圈组成。采用双电源模式的DDQP分别驱动DD和Q线圈， 通过ANSYS Maxwell仿真辅助设计， 优化线圈结构及参数， 并搭建试验平台开展试验， 论证了一种高效率基于解耦DDQP结构的三相无线充电系统， 最终通过实车验证， 该充电系统线圈效率最高可达到92.97%。

Abstract

Wireless charging technology can perfectly solve the risks and inconveniences caused by DC charging， and its development can greatly promote the development of electric vehicles. The transmitter module or receiver end coil of the wireless charging system can be composed of one or more sets of coils of different shapes or sizes. In this paper， the DDQP was a dual-power mode， which can drive the DD and Q coils respectively. A high-efficiency three-phase wireless charging system based on a decoupling DDQP structure was demonstrated through ANSYS Maxwell simulation-assisted design， optimization of coil structure and parameters， and construction of an experimental platform for testing. Finally， through the actual vehicle verification， the coil efficiency of the charging system can reach up to 92. 97%.

Graphical abstract

关键词

无线充电 / 仿真 / DDQP结构 / 三相交流充电

Key words

wireless charging / simulation / DDQP structure / three-phase AC charging

0 引　言

近年来， 由于电动汽车能够减轻内燃机交通工具造成的污染， 使其在全球范围内大受欢迎。交通工具排放的碳占全球总排放量的四分之一以上， 而解决全球变暖问题的紧迫性正在推动交通工具向电气化转变^［1］。然而， 扩大电动汽车市场的主要障碍是缺乏充电设施。如今， 直流快速充电技术在工业应用方面已经非常成熟^［2-3］， 同时， 无线电力传输方法作为一种具有吸引力的电动汽车充电方法， 能以更便捷的方式为汽车充电， 移除沉重的电缆， 减轻触电风险。此外， 传统的充电站将被埋在地下的发射台所取代， 这可以在空间有限的城市地区节省空间。发射器和接收器之间没有物理接触， 因此无线充电站的建设地点选择范围相比直流充电站更广。同时， 无线充电的过程中减少了人的参与， 自动化程度更高。无线充电技术的发展和普及对于扩大电动汽车市场以及自动交通的发展有着至关重要的作用^［4］。

无线充电系统通过发射线圈和接收线圈之间的磁耦合向动力电池充电。该技术主要基于法拉第电磁感应定律， 其中发射线圈产生的高频磁通感应接收线圈的电压。如图 1 所示， 对于电动汽车无线充电， 接收线圈布置在车辆底部， 发射线圈埋在地面。地面与车辆底部之间的距离称为离地间隙。充电系统将电源从发射线圈通过离地间隙传输到接收线圈， 从而为车辆远程充电。

无线充电系统发射模块或接收模块端线圈可以由一个或多组形状或大小不同的线圈组成。发射机（接收机）线圈组通常称为发射机（接收机）垫。传统的无线充电系统方法已经发展多年， 采用各种垫配置， 如圆形垫（Circular Pad， CP）、 磁通管（Flux Pipe Pad， FP）、 矩形垫（Rectangular Pad， RP）、 DD垫（Double D Pad， DDP）、 DD正交垫（Double D Quadrature Pad， DDQP）、 双极垫（Bipolar Pad， BP）和三相垫（Triple Phase Pad， TPP）^［4-5］。线圈的形状如图 2 所示， TP1表示三叶垫， TP2表示三极垫。每种线圈结构特点不同， 其性能也不同， 具体差异对比如表 1 所示。需要强调的关键点是线圈数和相位数之间的关系。相数指焊盘内部传导的独立电流数， 线圈数指焊盘内部的磁绕组数， 相数小于或等于线圈数。例如， DDP有2个线圈， 但以相同的电流驱动， 在这种情况下， DDP被划分为单相垫原型； DDQP包括一个DDP（底部）和一个RP（顶部）。

CP、 FP、 RP是早期无线充电系统为发射机和接收机设计的圆形线圈， 这种线圈结构具有良好的耦合性能以及安全性能， 并能有效降低磁通泄露。研究人员通过多种尝试来提高圆形线圈的性能。Bossard等^［6］通过优化圆形线圈几何形状来提高效率以及单位面积的功率密度。Aditya等^［7］提出利用不对称圆形线圈结构（发射线圈大于接收线圈）提高横向偏移容忍度。Budhia等^［8］对线圈磁芯铁氧体进行了优化， 以减少漏磁并增加磁耦合。Huang等^［9］分析了CP无线充电系统的电容补偿， 提高了错位情况下的充电性能。FP线圈结构由线圈围绕矩形铁氧体组成^［10-11］， 与CP相比， 重量更轻、 体积更小， 但是偏移容忍度更好。RP的磁通特性几乎和CP相当， 但同样具有很好的横向偏移容忍度。CP、 FP、 RP线圈结构都属于单极低磁耦合。

为了提高充电功率， 研究人员提出了DD线圈结构^［10］， DD线圈结构磁耦合显著增加并且电磁泄露降低， 但是在错位15 cm后， 磁耦合下降到50%， 错位公差较低。为了进一步提高DD线圈结构对错位的公差， 在DD线圈加入中心正交线圈形成DDQP线圈结构， 在垂直和水平方向有效增加了磁通量。尽管DDP增强了磁耦合， 但是发射线圈CP、 FP、 RP、 DDP电源为单相模式， 只有一个电流注入， 只能产生定向磁场， 在发射线圈和接收线圈错位时， 接收线圈和发射线圈的耦合会严重降低， 接收线圈无法接收到最佳磁通量。DDQP为双电源模式， 可以分别驱动DD和Q线圈， 在错位状态下， 可以通过相位调整磁场， 使得接收线圈与发射线圈有效耦合， 提高传输功率^［11］。

在无线充电效率的优化方面， 周晓燕等^［12］提出一种由光伏供能的无线电力传输系统， 其主要应用于电动汽车的恒流和恒压充电拓扑结构， 只需调整继电器的开关状态， 即可实现电感电容器-电感电容器的恒流输出和电感电容串联的恒压输出， 可以有效提高充电效率； 张龙玺等^［13］针对无线充电系统的传输效率易受负载影响的问题， 对SS耦合提出了一种基于阻抗匹配的最大效率跟踪以及PI控制的恒压输出复合控制方法， 并证明了其有效性； 黄莹等^［14］、 王新月等^［15］针对无线充电系统的磁场屏蔽优化展开研究， 通过仿真及试验验证的方式对屏蔽设计进行了优化工作； 李加定等^［16］针对无线充电的电源系统开展设计研究， 搭建了智能小车平台进行无线充电测试； 王鑫等^［17］通过研究无线充电磁耦合谐振线圈传输性能影响因素， 建立了电动汽车无线充电磁耦合线圈联合仿真模型， 优化了圆形线圈结构参数， 提高了其传输效率； 丁云广等^［18］基于无线传感器网络系统， 建立了磁耦合无线能量传输模型和简化电路图， 并结合实际工程需要， 利用有限元法和控制变量法对磁耦合模型进行仿真分析， 详细探讨了磁耦合无线电能传输中的各模型参数对传输功率的影响； 李井贺等^［19］提出了电动汽车无线充电系统在多对多场景下的解决方案， 这些都有效推动了电动汽车无线充电系统的优化和改进工作。

1 系统建模

1.1 基于ANSYS Maxwell的垫模型要求

本文提出的系统是一个三相系统， 主要目的是连接一个传统的三相逆变器到三相发射模块。发射模块由3个沿x轴排列的矩形线圈组成。与圆形线圈相比， 矩形线圈对横向偏移容忍度较高， 能在正方形空间内填充更多的励磁线， 因此采用矩形线圈形状。接收线圈形状和大小是根据车辆上的间距来确定的。接收线圈采用了一个简单的方形线圈， 以减少安装在电动汽车上的重量和成本。降低接收模块的重量和成本可以直接降低电动汽车的总重量和成本， 这对于无线充电的推广极为重要。

对于所提无线充电线圈系统， 如图 3 所示， 其电感矩阵可表示为

\left[\mathit{L}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{L}_{\mathrm{a}\mathrm{a}}& M_{\mathrm{a}\mathrm{b}}& M_{\mathrm{a}\mathrm{c}}& M_{\mathrm{a}\mathrm{r}}\\ M_{\mathrm{b}\mathrm{a}}& L_{\mathrm{b}\mathrm{b}}& M_{\mathrm{b}\mathrm{c}}& M_{\mathrm{b}\mathrm{r}}\\ M_{\mathrm{c}\mathrm{a}}& M_{\mathrm{c}\mathrm{b}}& L_{\mathrm{c}\mathrm{c}}& M_{\mathrm{c}\mathrm{r}}\\ M_{\mathrm{c}\mathrm{a}}& M_{\mathrm{r}\mathrm{b}}& M_{\mathrm{r}\mathrm{c}}& L_{\mathrm{r}\mathrm{r}}\end{array}\right]\mathrm{\mu }\mathrm{H},（1）

式中： L_aa， L_bb， L_cc为发射线圈的自感； L_rr为接收线圈的自感； M_ab， M_ba， M_ac， M_ca， M_bc， M_cb为发射线圈之间的互感， M_ar， M_ra， M_br， M_rb， M_cr， M_rc为发射线圈与接收线圈之间的互感。该系统是线性的， 因此从互感的定义来看， 矩阵是对称的， M_ab=M_ba， M_ac=M_ca， M_bc=M_cb， M_ar=M_ra， M_br= M_rb， M_cr=M_rc。考虑到这一点， 线圈设计的两大目标可以概括为

Max｛M_ar， M_br， M_cr｝， Min｛M_ab， M_ac， M_bc｝。（2）

1.2 线圈模型

对于本文提出的三相系统， 电感模型适配度更高， 因为它可以为所有不对准的情况应用固定的补偿电容值， 并允许所有的发射极电流相同。三相模型是对单相电感模型的扩展， 它复制了额外线圈的磁耦合关系。图 4（b） 为三相系统的等效电路， 分别定义为A、 B、 C三相。

离地间隙定义为接收器线圈所在平面与发射器线圈所在平面之间的Z轴距离。错位距离定义为接收器线圈中心与发射器线圈中心之间的水平距离。根据等效电路可推导出三相系统的电感模型， 如图 5 所示。该模型采用并联电容补偿， 发射机由电流源激励， 而本文推导的模型则采用串联电容补偿和电压源激励。在使用半桥电力电子转换器驱动发射级线圈时（本文所述情况）， 需要使用串联补偿电容器来滤除直流电压。

根据图 5 中的电感模型， 系统方程可通过4×4矩阵表示为

\left[\begin{array}{c}{\mathit{V}}_{\mathrm{a}}\\ {\mathit{V}}_{\mathrm{b}}\\ {\mathit{V}}_{\mathrm{c}}\\ \mathrm{0}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{Z}_a& \mathrm{j}\omega M_{ab}& \mathrm{j}\omega M_{ac}& \mathrm{j}\omega M_{ar}\\ \mathrm{j}\omega M_{ab}& Z_b& \mathrm{j}\omega M_{bc}& \mathrm{j}\omega M_{br}\\ \mathrm{j}\omega M_{ac}& \mathrm{j}\omega M_{bc}& Z_c& \mathrm{j}\omega M_{cr}\\ \mathrm{j}\omega M_{ar}& \mathrm{j}\omega M_{br}& \mathrm{j}\omega M_{cr}& Z_r+R_{L,eq}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathit{I}}_{\mathrm{a}}\\ {\mathit{I}}_{\mathrm{b}}\\ {\mathit{I}}_{\mathrm{c}}\\ {\mathit{I}}_{\mathrm{r}}\end{array}\right]\mathrm{。}（3）

Z_{\mathrm{a}}到Z_{\mathrm{r}}的阻抗定义为

Z_{\mathrm{n}}=\mathrm{j}\omega L_{\mathrm{n}\mathrm{n}}-\frac{\mathrm{j}}{\omega {\mathit{C}}_{\mathrm{n}}}+R_{\mathrm{n}},（4）

式中： R_n为线圈固有电阻； L_nn为自感； \omega为激励电流的角频率； C_n为线圈的串联补偿电容。

对于接收器电路， 如图 6 所示， 引入了等效电阻R_{\mathrm{L}，\mathrm{e}\mathrm{q}}以简化倍增器电路。倍增器直流侧的电容和电感用于滤波， 在推导等效电阻时可以忽略。

等效电阻是通过基频近似法确定的， 图 6 中V_r的反射均方根电压为\frac{\sqrt[]{\mathrm{2}}{V}_{\mathrm{b}\mathrm{a}\mathrm{t}\mathrm{t}}}{\mathrm{\pi }}， 而基频接收器电流的均方根值I_r是根据所需的输出功率P_o计算得出的， 即

{\mathit{I}}_{\mathrm{r}}=\frac{\mathrm{\pi }{\mathit{P}}_{\mathrm{o}}}{\sqrt[]{\mathrm{2}}{V}_{\mathrm{b}\mathrm{a}\mathrm{t}\mathrm{t}}}\mathrm{。}（5）

R_{\mathrm{L}，\mathrm{e}\mathrm{q}}的值由式（6）确定，

R_{\mathrm{L}，\mathrm{e}\mathrm{q}}=\frac{{\mathit{P}}_{\mathrm{o}}}{{\mathit{I}}_{\mathrm{r}}^{\mathrm{2}}}=\frac{\mathrm{2}{V}_{\mathrm{b}\mathrm{a}\mathrm{t}\mathrm{t}}^{\mathrm{2}}}{{\mathrm{\pi }}^{\mathrm{2}}{\mathit{P}}_{\mathrm{o}}}\mathrm{。}（6）

1.3 模型设计

励磁-正交-中继（Excitation-Quadrature-Relay， EQR）无线充电系统的高级原理图如图 7 所示。在该系统中， 发射端由3个线圈组成。只有主发射线圈（L_t）直接由逆变器供电， 另外2个辅助线圈（L_a和L_b）充当无源中继器。这些辅助线圈对称置于主发射器线圈的两侧。

发射器和接收器之间的互感（M_tr）明显低于辅助线圈和接收器线圈之间的互感（M_ar和M_br）。因此， 当发射器和接收器对齐时， 所有3个发射器侧线圈都有助于功率传输。然而， 当Y方向出现偏差（假设为+200 mm）时， 接收器线圈将对准辅助线圈“a”， 此时互感（M_ar）将明显大于M_br和M_tr。因此， 在理想情况下， 大部分功率将从主发射器线圈传递到线圈“a”（M_at）， 再从线圈“a”传递到接收器线圈。当偏差为-200 mm时， 也可以考虑类似的情况。

需要注意的是， 发射器线圈（ I_t= I_in）的额定电流高于辅助线圈（ I_a和 I_b）。另一方面， 发射器线圈（N_t）的匝数设计低于辅助线圈（N_a和N_b）。因此， 与发射器线圈相比， 辅助线圈需要更小的线径。

在该电路中， 采用倍压整流器来降低接收器侧线圈的电压。因此， 发射器侧需要更小的电流来产生接收器线圈上的感应电压。考虑到前面提到的所有想法与传统无线充电系统相比， EQR系统可降低线圈的额定电流， 这一特点使EQR系统可在高错位条件下运行。同时， 在该电路中， 固定电压PFC用于提高连接到电网的电路的功率因数。该PFC产生一个固定的电压V_pfc， 必要时可通过升压转换器将其转换为更高的电压（V_dc）。如有必要， 可使用升压转换器将其转换为更高的电压（V_dc）。升压转换器可根据应用情况移除。在不同的工作条件下， 采用移相调制方案来控制逆变器。直流链路电压 和逆变器相移都用于调节不同错位和电池电压条件下的功率。表 2 列出了该系统的标称规格。

线圈模型的详细视图如图 8 所示， 图 8（c） 为磁耦合器的叠层。

由图可以看出， 辅助线圈a更靠近发射器， 而辅助线圈b更靠近接收器， 因此， 发射器与线圈a之间的互感（M_ta）高于发射器与线圈b之间的互感（M_tb）。同样， 接收器与线圈a之间的互感（M_rb= M_br）也高于接收器与线圈b之间的互感（M_ar=M_ar）。理想情况下， 磁耦合器的设计应使辅助线圈之间的互感（M_ab）接近于零。表 3 列出了EQR磁耦合器的参数尺寸。线圈的压数及其他电气参数详见表 4， 不同偏移条件下的实测电感矩阵见表 5。

本文完成了基于解耦DDQP的三相无线充电系统的模型仿真设计， 对线圈的物理几何与线圈的电气参数（如电感、 电阻、 限流和电绝缘等）之间的关系进行了设计说明， 此外， 研究了线圈盘的屏蔽设计， 并设计了一种3D打印线圈托盘， 为电气绝缘提供了一个旋转气隙。

2 仿真与实验验证

2.1 测试准备

2.1.1 测试环境

温度： 15.3~16.1 ℃， 相对湿度： 45.1~47.3%RH， 大气压强： 101.90~101.96 kPa。

2.1.2 测试设备与仪器

无线充电测试仪器仪表如表 6 所示， 通过这些设备采集不同偏移距离下的电压、 电流值来计算输出功率以及瞬时效率。

2.2 测试样品

EQR无线充电系统的发射线圈和接收线圈， 如图 9 所示， 发射控制部件和接收控制部件， 如图 10 所示。

2.3 测试要求

2.3.1 测试原理

通过测试设备采集输入端及输出端电压、 电流， 具体如图 11 所示。

2.3.2 测试过程

测试过程中， 首先在发射装置上通过卷尺做好尺寸标识， 以方便针对不同偏移位置测试对准， 如图 12 和图 13 所示。根据检测示意图， 在输入端发射控制部件PFC和逆变器之间连接好示波器， 输出端接收控制部件处连接好万用表、 电流钳， 如图 14 所示。

之后， 根据测试位置要求， 分别测试横向偏移0、 5、 10、 15、 20 cm位置时的输入端和输出端电压和电流， 如图 15~图 16 所示。

2.4 仿真与实验结果分析

2.4.1 电压电流分布模式

图 17 为4通道示波器的屏幕截图， 显示了0、 10和 20 cm错位时各相的电流和发射功率最大相的逆变器电压。与右侧的模拟结果相比， 实验中各相电流的对应关系非常接近。在不同的错位情况下， 电流的大小和相位都非常吻合。电压波形显示， 实验直流母线电压比模拟电压高出约20 V。这与逆变器的死区时间设置有关， 死区时间设置导致实际发射器电压脉冲比预期的窄， 因此需要更高的直流母线电压来确保每相的基波电压与模拟电压相匹配。如上所述， 系统以开环模式运行， 通过输入正确的占空比和相移来调节各相电压。任何干扰或未模拟的电压降都会影响实际电压幅值， 从而影响输出功率。这种敏感性表明， 有必要对系统实施反馈闭环控制以增强其充电的稳健性。

2.4.2 磁场方位

从图 18 可以看出， 在所有情况下， 磁场的峰值都朝向接收器的位置。在完全对准的情况下， 磁场集中在 Z 轴， 电流分布在 A 相和 C 相之间对称。然而， 随着接收器向右移动（X 轴正向）， C 相的电流开始增加， 而 A 相和 B 相的电流减少。在 10 cm错位时， 发射器产生的磁场峰值向右移动。最高磁通密度出现在x=10 cm沿线， 与接收器中心重叠。在 20 cm处， 磁场进一步向右移动， 左侧（线圈 A 周围）几乎不产生磁场。这样的磁场定位可以在电动汽车充电时实现出色的磁场控制， 因为无论车辆如何偏移， 磁通量始终位于接收器的中心。

2.4.3 功率因数

表观功率因数是实际功率与包括谐波在内的表观功率之比。位移功率因数是由于基波电压波形和基波电流波形（不包括谐波）之间的相位差引起的功率因数。

表 7 为各相的模拟和测量表观功率因数， 表 8 为各相的模拟和测量位移功率因数， 表中测量结果与模拟结果十分吻合。

通过实车实验验证了本文设计的结构的无线充电传输效率， 其中， 0偏移情况下线圈效率可以达到最高92.97%， 在20 cm错位时达到90.52%的线圈效率。

3 结　论

本文针对电动汽车三相无线充电系统的应用开展研究， 通过仿真和试验对比论证了无线充电设施结构以及线圈效率， 对解耦DDQP结构线圈的发射盘、 接受盘以及磁场的抑制与屏蔽结构在ANSYS MAXWELL有限元仿真的辅助下进行了结构参数设计， 并对实物进行了装置搭建与实验测试。测试结果表明， 在0偏移情况下， 该线圈结构的圈效率可以达到最高92.97%， 在20 cm错位时达到90.52%的线圈效率， 高于市面现有结构的充电效率。

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基金资助

高校国内访问工程师“校企合作项目”(FG2023044)