L频段数字航空通信系统的UFMC波形设计

UFMC waveform design for L-band digital aeronautical communication systems

摘要

L频段数字航空通信系统（LDACS）是未来航空宽带通信主要的候选方案之一。LDACS系统的频谱内嵌在测距仪（DME）相邻波道之间，其采用的正交频分复用（OFDM）调制技术带外辐射较大，会对DME系统造成一定影响，且OFDM波形的频带利用率不高。为此，提出一种基于通用滤波多载波（UFMC）的LDACS波形设计方法。首先参考LDACS系统OFDM体制，设计基于UFMC的收发信机框架；然后选择Chebyshev原型滤波器，通过插值掩蔽的方法设计适合UFMC系统的锐截止滤波器；最后分别和基于OFDM、滤波OFDM的LDACS系统进行性能对比。仿真结果表明，UFMC波形设计方法在不影响系统误码率的前提下，获得了较低的带外辐射功率、较低的峰均功率比和较高的时频效率。

Abstract

The L-band digital aeronautical communication system （LDACS） is one of the primary candidate solutions for future aviation broadband communication. The spectrum of the LDACS system is embedded between adjacent channels of the distance measuring equipment （DME）. The orthogonal frequency-division multiplexing （OFDM） modulation technique it employs results in significant out-of-band radiation， causing some interference with the DME system. Additionally， the OFDM waveform has a relatively low frequency band utilization. To address these issues， a waveform design method for LDACS based on universal-filtered multi-carrier （UFMC） is proposed. Initially referencing the OFDM configuration of the LDACS system， a transceiver framework based on UFMC is designed. Subsequently， Chebyshev prototype filters are chosen， and a method involving interpolation masking is employed to design sharp cutoff filters suitable for the UFMC system. Finally， the performance is compared with LDACS systems based on OFDM and filtered OFDM. Simulation results indicate that the UFMC waveform design method， while maintaining system error rates， achieves lower out-of-band radiation， reduced peak to average power ratio， and improved time-frequency efficiency.

Graphical abstract

关键词

L频段数字航空通信系统（LDACS） / 通用滤波多载波（UFMC） / 波形设计 / 带外泄漏 / 峰均功率比 / 正交频分复用（OFDM） / 功率谱密度 / 时频效率

Key words

L-band digital aviation communication system（LDACS） / universal-filtered multi-carrier（UFMC） / waveform design / out-of-band radiation / peak-to-average power ratio / orthogonal frequency-division multiplexing（OFDM） / power spectral density / time-frequency efficiency

过去几年中，全球空中交通需求急剧扩大，相关分析和统计预测表明，未来全球空中交通需求还将持续迅速增长^［1］。航空通信系统需要在保障高安全性、低延时、强鲁棒性的前提下，实现大传输容量、高灵活性和综合业务提供等新的目标。因此，全球现代航空通信系统需要探索下一代航空通信技术，实现由窄带到宽带的升级。而飞速发展的宽带通信技术，为航空通信系统的创新与提升开辟了新的路径^［2］。国际民用航空组织将L频段数字航空通信系统（L-band digital aeronautical communication system，LDACS）确立为未来航空移动通信主要依赖的技术手段之一^［3］，该系统不仅满足上述航空通信系统的要求，而且能够为未来的管制系统航迹管理、数字化管制和高清监视等功能提供保障^［4］。欧洲单一天空空中交通管理研究（single european sky air traffic management research，SESAR）完善LDACS系统的数据链路层，开发了 LDACS 原型，并验证了其能够满足空中接口要求和ATN/IPS 基础设施的支持^［5］。SESAR在2019年完善了LDACS网络安全性能^［6］，并且评估了LDACS的通信性能，包括通信范围、端到端消息延迟等，然后进行飞行试验，验证了LDACS系统在真实环境中的功能^［7］。德国宇航研究中心使用现场可编程门阵列（field programmable gate array，FPGA）技术实现了LDACS物理层实验室演示^［8］，讨论LDACS 数据链可能的网络安全算法，并从错误恢复、开销和安全要求等方面对比这些算法^［9］，分析切换延迟对传输控制协议的影响，使传输完成时间至少减少10%^［10］。

目前，LDACS系统的容量需求不断扩大，在追求广覆盖范围、高速高动态、高安全性、低延迟、强鲁棒性和高灵活性等目标的同时，最大化有限频谱资源的利用变得至关重要^［11-12］。而采用正交频分复用（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM）体制的LDACS系统带外辐射功率较大，会对邻道的测距仪（distance measuring equipment，DME）系统带来一定程度的干扰，因此有必要研究一种新的波形设计方案。在5G标准的演进过程中有几种候选波形，包括滤波正交频分复用（filtered orthogonal frequency division multiplexing，F-OFDM）、基于滤波组多载波（filter bank multi-carrier，FBMC）、通用滤波多载波（universal filtered multi-carrier，UFMC）^［13-17］和通用频分复用等。基于F-OFDM的LDACS系统可以提升频谱利用率，降低带外辐射，而且误码率较低^［18］。基于FBMC的LDACS系统也能做到上述性能提升并且带外辐射更低^［19］，但是也带来了高复杂性和高同步要求等问题。

UFMC技术作为FBMC和OFDM的一种折中方案，将子载波分配到子带中，利用子带滤波器降低了带外辐射，通过去除循环前缀提高频谱效率，并且UFMC系统适合高阶调制技术和大型天线配置。OFDM调制系统在存在严重多普勒频移情况下的性能水平较差，相比之下，多普勒弹性UFMC对多普勒频移具有鲁棒性，并且具有良好的带外抑制特性^［20］。另外，UFMC技术有许多提高系统性能的方法可以借鉴。在瑞利衰落信道上，可以通过应用卷积码等信道编码降低UFMC系统的误码率^［21］。以估计信道和实际信道系数之间的归一化均方误差最低为目标，采用深度学习模型，增强系统的信道估计，使系统的归一化均方误差和误码率低于传统的最小二乘估计方法^［22］。在硬件架构方面，文献［23-24］提出一种适用于UFMC 基带发射机的可重构硬件架构，并在商用 FPGA 上对该架构进行原型设计，降低了存储器数量和复杂度。

本文根据LDACS系统要求，选择Chebyshev窗作为原型滤波器，结合插值掩蔽的方法设计了窄过渡带和高阻带衰减的滤波器。提出一种基于UFMC的LDACS系统波形设计方法，使用所设计的子带滤波器抑制带外泄漏，降低对DME等已有系统的干扰，通过去除循环前缀，减少开销，得到了较高的时频效率，最后通过仿真验证了所提出的基于UFMC的LDACS系统的优越性。

1 波形设计

本文以德国宇航研究中心的LDACS相关标准建议为基础，设计了基于UFMC的LDACS系统，把LDACS频谱分成了10个子带，每个子带包含5个子载波并且使用子带滤波器，滤波器长度可根据子带大小和信道状态灵活配置。

1.1 收发信机设计

基于UFMC的LDACS收发信机框架如图1所示。该收发机在帧、协议等方面均参照LDACS标准设计。

在发射端，数据首先经过扰码处理，将输入数据流与伪随机序列进行逐位异或操作，均衡传输数据中0和1的比例，去除数据流中的统计相关性和重复模式，确保信息不容易被未经授权的用户访问，提高通信的安全性。接下来进行信道编码添加冗余信息，用于接收端检测和纠正错误。之后通过交织操作，分散潜在的连续错误，提高数据传输的可靠性。调制完成的数据根据协议划分到不同的子载波上。每个子带分别进行逆快速傅里叶变换（inverse fast Fourier transform，IFFT）和子带滤波，叠加后经射频通道发射。接收端与之对应，射频信号首先通过天线接收。然后，信号通过射频通道处理后，经快速傅里叶变换（fast Fourier transform，FFT）、均衡、解调、解码、去交织和解扰等恢复原数据。

假设UFMC系统每个子带包含子载波数相同，若N_{\mathrm{u}}为可用子载波数，N_{\mathrm{k}}为子带数，则每个子带包含子载波数为N_{\mathrm{s}}=N_{\mathrm{u}}/N_{\mathrm{k}}。将调制符号转换为并行的大小为N_{\mathrm{s}}的符号块，分配到相应的子载波上，补零后分别进行N点IFFT和相应的子带滤波。设x_i=[\mathrm{0},\dots ,x_i(\mathrm{0}),x_i(\mathrm{1}),\dots ,x_i(N_s{-\mathrm{1}),\dots ,\mathrm{0}]}^{\mathrm{\top }}\in {\mathbb{C}}^{N\times \mathrm{1}}为第i个子带中的数据块，则一个基带UFMC符号可以表示为

s(t)={\displaystyle \sum _{i=\mathrm{1}}^{N_{\mathrm{k}}}}{\displaystyle \sum _{n=\mathrm{0}}^{N-\mathrm{1}}}{x}_i(n){\mathrm{e}}^{\mathrm{j}\mathrm{2}\mathrm{\pi }n\mathrm{\Delta }ft}{w}_i(t-n{T}_{\mathrm{u}}).（1）

式中：T_{\mathrm{u}}是一个符号的长度；\mathrm{\Delta }f=\mathrm{1}/T_{\mathrm{u}}是子载波间隔；w_i(t)是第i个子带中使用的滤波器函数。

在向量矩阵形式中，基带UFMC符号可以写成

\underset{[(N+L-\mathrm{1})\times \mathrm{1}]}{\mathit{S}}={\displaystyle \sum _{i=\mathrm{1}}^{N_{\mathrm{k}}}}\underset{[(N+L-\mathrm{1})\times N]}{{\mathit{W}}_i}\cdot \underset{[N\times N_{\mathrm{s}}]}{{\mathit{V}}_i}\cdot \underset{[N_{\mathrm{s}}\times \mathrm{1}]}{{\mathit{X}}_{\mathit{i}}}.（2）

式中：{\mathit{V}}_i是傅里叶矩阵； W_i 是Toeplitz矩阵，由滤波器的脉冲响应组成，进行UFMC的子带滤波；L为滤波器长度。

1.2 系统的频谱结构

LDACS系统的前向链路的频率范围为1 110 ~1 156 MHz，反向链路为964 ~ 1 010 MHz。信号频谱左侧的7个子载波和右侧的6个子载波被用作保护带。本文中基于UFMC的LDACS系统的频谱是在标准OFDM的基础上把50个子载波分成10组，每组包含5个子载波，然后分别进行滤波。UFMC系统使用子带滤波器获得了更低的带外辐射和更窄的过渡带，这意味着LDACS系统未来可以在不影响DME系统工作的前提下，充分利用DME波道间的频谱间隔，拓展可用带宽，从而获得更高的信息速率。

2 滤波器设计

UFMC系统抑制带外泄漏主要取决于UFMC子带滤波器的频域特性。LDACS系统对滤波器性能的要求是在保证主瓣宽度的情况下，尽量增大阻带的衰减，使能量主要集中在主瓣，提高频谱利用率。

常用的窗函数滤波器有Hamming、Kaiser、Chebyshev、Hann、Rectangular窗等。当滤波器阶数相同时，不同窗函数的特性曲线如图2所示。

为达到不同的目的，UFMC系统有多种不同的滤波器设计方法。利用Bohman窗可使1024QAM的性能提高^［25］，使用Kaiser窗可以获得低误码率和低带外辐射^［26-27］等。本文根据各种窗函数滤波器的基础性能，挑选合适的原型滤波器，通过插值^［28-29］的方法设计UFMC系统的锐截止滤波器，以满足LDACS系统中窄过渡带和高带外衰减的需求。图2可以看到Chebyshev窗和Hamming窗的主瓣与第一旁瓣之间的衰减有40 dB，阻带下降比其他窗函数大，其中Chebyshev有更陡的过渡带，故本文选择Chebyshev窗函数。

在插值掩蔽的方法中，如果将低通原型滤波器的系数内插一个因子M，则滤波器中的每个单位延迟被M个延迟替换。这导致产生位于\mathrm{\pi }/M的偶数倍处的多频带频率响应，插值后的通带和过渡带宽是原型滤波器的\mathrm{1}/M。插值后的频率响应可由下式给出

H_{\mathrm{I}\mathrm{p}}(z)={\displaystyle \sum _{n=\mathrm{0}}^{\frac{N}{\mathrm{2}}-\mathrm{1}}}{h}_n[z^{-Mn}+z^{-M(N-n)}]+h_{\frac{N}{\mathrm{2}}}{z}^{\frac{-Mn}{\mathrm{2}}}.（3）

式中：h_{\mathrm{0}},h_{\mathrm{1}},\dots ,h_{N/\mathrm{2}}是N阶FIR滤波器的滤波器系数。

使用插值掩蔽的方法设计UFMC系统的滤波器时，需要设计3个子滤波器，分别为滤波器1、滤波器2和滤波器3。滤波器1生成窄过渡带，滤波器2和滤波器3分别过滤掉滤波器1多频带响应里不需要的中心子带和高频子带，并且生成所需要的高阻带衰减。如果H_{\mathrm{1}}(z)、H_{\mathrm{2}}(z)、H_{\mathrm{3}}(z)表示子滤波器的z域表示，则所得滤波器为

H(z)=H_{\mathrm{1}}(z)\cdot H_{\mathrm{2}}(z)\cdot H_{\mathrm{3}}(z).（4）

各子滤波器的具体设计如下：

滤波器1：该子滤波器需要满足系统所要求的窄过渡带，其通带边缘F{p}_{\mathrm{1}}是其传输UFMC子带宽度F{p}_{\mathrm{s}}的M_{\mathrm{1}}倍，即F{p}_{\mathrm{1}}=M_{\mathrm{1}}\times F{p}_{\mathrm{s}}，M_{\mathrm{1}}为滤波器1的内插因子。由于滤波器阻带衰减和子滤波器1无关，所以子滤波器1采用最宽松的衰减规格设计，从而获得更窄的过渡带。LDACS系统的频谱掩模要求过渡带宽度F{p}_{\mathrm{s}}为90 kHz时带外辐射功率相较于带内降低34 dB，而Chebyshev滤波器降低带外辐射功率34 dB所需要的带宽F{p}_{\mathrm{1}}约为280 kHz，因此子滤波器1的插值系数为

M_{\mathrm{1}}=\frac{F{p}_{\mathrm{1}}}{F{p}_{\mathrm{s}}}=⌈\frac{\mathrm{280}}{\mathrm{90}}⌉=\mathrm{4}.（5）

此时滤波器1将产生位于\mathrm{\pi }/\mathrm{2}，即625 kHz处的中心子带和位于\mathrm{\pi }，即1 250 kHz处的高频子带。

滤波器2：该子滤波器从插值滤波器1的频率响应中去除不需要的中心子带，同时实现系统要求的高阻带衰减。滤波器2的通带频率基于UFMC子带宽度和滤波器1中间子带的边缘频率确定，滤波器2插值系数M_{\mathrm{2}}应满足下式

F{p}_{\mathrm{s}}\le \frac{F{p}_{\mathrm{2}}}{M_{\mathrm{2}}}\le \frac{F_s}{\mathrm{4}}-F{p}_{\mathrm{s}}.（6）

式中：F{p}_{\mathrm{2}}=F{p}_{\mathrm{1}}，采样频率F_{\mathrm{s}}为1 250 kHz。求得M_{\mathrm{2}}可能的值有2或3，当M_{\mathrm{2}}为3时将在\mathrm{2}\mathrm{\pi }/\mathrm{3}，即833 kHz处产生子带，造成滤波器1产生的中心子带不能充分去除，故插值系数M_{\mathrm{2}}=\mathrm{2}。

滤波器3：该子滤波器从滤波器1和滤波器2的级联频率响应中去除不需要的高通子带，同时实现系统要求的高阻带衰减。滤波器3的通带和阻带边缘频率基于级联频率响应的边缘频率，即F{p}_{\mathrm{1}}\le \frac{F_s}{\mathrm{2}}-F{p}_{\mathrm{s}}。它是最简单的不需要插值的低通滤波器，具有最宽松的过渡带宽和最严格的阻带衰减。

图3显示了适用于本文中的10个子带的UFMC系统的3个子滤波器的频率响应。UFMC系统拥有灵活的子带配置方法，可以根据此方法设计适合UFMC系统各种不同子带宽度的锐截止滤波器。

3 仿真结果与分析

本节对比基于UFMC的LDACS系统与传统OFDM/F-OFDM系统的功率谱密度、误码率、峰均功率比（peak-to-average power ratio，PAPR）和时频效率。仿真实验中F-OFDM和UFMC使用的滤波器阶数相同。仿真参数详见表1。其中调制方式都是QPSK调制，信道编码采用级联编码，外编码器采用RS编码，内编码器采用卷积编码。外编码器采用（255，229）RS编码，内编码器采用128状态、1/2码率的卷积编码。

3.1 功率谱密度

图4给出了采用OFDM、F-OFDM和UFMC体制的LDACS系统的功率谱密度。由图4可知，OFDM旁瓣衰减最慢，带外泄漏最大，功率谱密度在频带边缘下降较平缓。UFMC系统的带外辐射功率谱比传统OFDM系统降低了约50 dB，即UFMC体制下的LDACS系统有更好的带外辐射抑制性能，对其他系统干扰最小。

3.2 误码率

LDACS系统的3种信道参数见表2，所列参数依据德国宇航研究中心提供的信道标准。其中多普勒频移是相对于采样频率的大小。航路（en-route，ENR）通常涉及高速移动，散射径较少，且有强的直射信号。终端机动区（terminal manoeuvering area，TMA）通常涉及中等速度的移动有较强的直射路径信号，但比ENR的直射信号弱。机场区域（airport，APT）通常涉及低速移动并且接近纯瑞利信道，多径效应显著，直射路径信号很弱。

图5仿真给出了采用OFDM、F-OFDM和UFMC体制的LDACS系统在加性高斯白噪声（additive white Gaussian noise，AWGN）和上述3种信道中的误码率。从图5中可以看出，在AWGN、ENR、TMA和APT信道条件下，UFMC系统的误码率表现与传统的OFDM和F-OFDM系统相当，另外由于F-OFDM增加了滤波器，误码率会更低一些。这表明UFMC系统的误码率性能能够满足LDACS系统对可靠性的要求。

在LDACS系统中，由于飞机的高速移动通常会产生较大的多普勒频偏，所以系统对载波频偏的容忍度十分重要。图6仿真给出了3种体制下LDACS系统误码率和载波频偏的关系。由图6可知存在载波频偏时，本文提出的UFMC系统误码率更低，表现出较好的抗载波频偏性能。

3.3 PAPR

多载波系统的发射端将各个子载波上的时域信号相叠加，得到发送信号。由于是复信号之间的叠加，同相或反相的叠加会导致信号幅值差异较大。所以发射信号的包络起伏明显，导致信号的PAPR较高。而较高的PAPR要求发送端使用高功率的功率放大器，或者接收端需要更高的灵敏度，以确保信号能够正确传输和接收。此外，使用高功率的放大器来提高信号功率时还可能引起非线性失真。

UFMC系统通过将子载波分成多个子带，并对每个子带应用滤波器，减少了子带之间相位同步的概率，从而降低了整体的瞬时峰值功率。同时子带滤波器能够平滑处理信号频谱，减少带外泄漏和交叠。这种频谱平滑效果意味着即使在单个子带内，子载波的相位和幅度也会因为滤波器的影响变得更加均匀和分散，从而减少可能的峰值。从时域上讲滤波器对信号进行卷积处理，延展每个符号的时间特性，使得单个符号的能量分布在更长的时间范围内，减少了瞬时峰值功率，使得信号的突发功率峰值被抑制。

信号的PAPR定义为

\mathrm{P}\mathrm{A}\mathrm{P}\mathrm{R}=\frac{\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}({\left|x(t)\right|}^{\mathrm{2}})}{\mathrm{E}({\left|x(t)\right|}^{\mathrm{2}})}.（7）

通常信号的PAPR超过某一阈值的概率往往更具价值，故而分析互补累积分布函数（complementary cumulative distribution function，CCDF），表达式为

\mathrm{C}\mathrm{C}\mathrm{D}\mathrm{F}(\mathrm{P}\mathrm{A}\mathrm{P}{\mathrm{R}}_{\mathrm{0}})=\mathrm{P}\mathrm{r}(\mathrm{P}\mathrm{A}\mathrm{P}\mathrm{R}>\mathrm{P}\mathrm{A}\mathrm{P}{\mathrm{R}}_{\mathrm{0}}).（8）

图7给出了3种体制下LDACS系统传输信号PAPR超过某一阈值的概率。由图7可知，本文提出的UFMC系统传输信号的CCDF更低，即基于UFMC的LDACS系统相较于OFDM和F-OFDM系统拥有更低的PAPR。

3.4 时频效率

时频效率（r_{\mathrm{t}\mathrm{f}}）定义为

r_{\mathrm{t}\mathrm{f}}=r_{\mathrm{t}}\cdot r_{\mathrm{f}}=\frac{L_{\mathrm{D}}}{L_{\mathrm{D}}+L_{\mathrm{T}}}\cdot \frac{N_{\mathrm{u}}}{N_{\mathrm{\text{'}}}}.（9）

式中：r_{\mathrm{t}}是时间维度上的效率；L_{\mathrm{D}}是包含信息的长度；L_{\mathrm{T}}与循环前缀的使用和滤波器的长度相关，是不含信息部分的总长度；r_{\mathrm{f}}是频率维度上的效率；N_{\mathrm{u}}是可用子载波数量（即不包括保护子载波）；N_{\mathrm{\text{'}}}是可用频带内子载波总数。

本文中的时频效率是一个非常基本的信号特性，暂时不考虑干扰导致数据传输丢失、导频符号、调制和编码方案等实际传输方面的开销。图8给出了3种体制下不同滤波器长度时的时频效率。由图8可知，在滤波器长度较小时，UFMC系统拥有较高的时频效率。标准LDACS系统的时频效率由于符号长度和子载波分配已经固定，所以呈一条直线。F-OFDM系统增加了滤波器导致时频效率降低，而UFMC系统虽然增加了滤波器，但是由于没有循环前缀，所以在滤波器长度较小时展现出了更高的时频效率。

3.5 复杂度

UFMC发射机乘法部分的计算复杂度比加法部分的计算复杂度高得多，所以UFMC发射机的乘法运算次数需要重点关注。而传统UFMC发射机的计算复杂度是传统OFDM发射机的几十甚至上百倍。轻量化方法和采样率转换滤波器在确保信号准确性的同时显著降低UFMC发射机的计算复杂度^［30］。基于频域滤波和IFFT裁剪机制可有效降低发射机运算处理数量^［31-32］。

OFDM发射机为基于N点IFFT运算，所以传统OFDM发射机的计算复杂度为

C_{\mathrm{O}\mathrm{F}\mathrm{D}\mathrm{M}}=\mathrm{2}(N\mathrm{l}\mathrm{o}{\mathrm{g}}_{\mathrm{2}}N-\mathrm{3}N+\mathrm{4}).（10）

子带数为M_B、滤波器长度为L的传统UFMC发射机的计算复杂度为

C_{\mathrm{U}\mathrm{F}\mathrm{M}\mathrm{C}}=\mathrm{2}{M}_{\mathrm{B}}(N\mathrm{l}\mathrm{o}{\mathrm{g}}_{\mathrm{2}}N-\mathrm{3}N+\mathrm{4})+\mathrm{4}{M}_{\mathrm{B}}NL.（11）

轻量化方法处理的UFMC发射机的计算复杂度为

C_{\mathrm{U}\mathrm{F}\mathrm{M}\mathrm{C}}=\mathrm{2}{M}_{\mathrm{B}}(Q\mathrm{l}\mathrm{o}{\mathrm{g}}_{\mathrm{2}}Q-\mathrm{3}Q+\mathrm{4})+\mathrm{2}{M}_{\mathrm{B}}QL+M_{\mathrm{B}}(N+L-\mathrm{1}) .（12）

其中Q表示每个子带的子载波数。

频域滤波和IFFT裁剪方法的UFMC发射机的计算复杂度为

C_{\mathrm{U}\mathrm{F}\mathrm{M}\mathrm{C}}=\mathrm{2}{M}_{\mathrm{B}}N\mathrm{l}\mathrm{o}{\mathrm{g}}_{\mathrm{2}}Q+M_{\mathrm{B}}N.（13）

在UFMC接收机中，首先对接收到的信号进行补零，然后进行2N点的FFT操作，所以UFMC接收机复杂度为

C_{\mathrm{r}\mathrm{e}}=\mathrm{2}\times (\mathrm{2}N\mathrm{l}\mathrm{o}{\mathrm{g}}_{\mathrm{2}}\mathrm{2}N-\mathrm{6}N+\mathrm{4}).（14）

表3为IFFT点数128、子带数为10、滤波器长度为20时OFDM发射机、传统UFMC发射机和基于轻量化IFFT的UFMC发射机和基于IFFT剪裁的UFMC的计算复杂度。

根据表3的结果，使用2种算法显著降低了UFMC发射机的复杂度，使其复杂度降低到OFDM发射机的7倍左右，这一复杂度在LDACS系统中是可以接受的。UFMC接收机由于不需要分子带接收所以复杂度并不高，大约为OFDM接收机的2倍。

4 总结

LDACS系统是未来航空通信的主要候选方案之一，旨在应对全球空中交通需求激增的挑战，有高安全性、低延时、强鲁棒性、大传输容量和高灵活性等特点。然而，基于OFDM技术的LDACS系统存在带外辐射功率大和抗载波频偏性能差等问题。本文提出的基于UFMC的LDACS系统波形设计方法把LDACS系统的频谱分成10个子带，通过使用子带滤波器，减少了带外辐射，同时不使用循环前缀提高了频谱效率。

本文考虑LDACS系统的特殊要求，对比各种窗函数滤波器的频域特性，选择Chebyshev窗作为原型滤波器，并使用插值掩蔽的方法设计了UFMC系统的子带滤波器。此方法设计的滤波器满足LDACS系统窄过渡带和高阻带衰减的要求，并且可以根据此方法设计适用于不同子带宽度的LDACS系统的滤波器。通过仿真验证，证明了基于UFMC的LDACS系统的优越性。相比于传统OFDM的LDACS系统，基于UFMC的LDACS系统在不影响误码率的前提下，带外辐射功率谱降低约50 dB。另外本文提出的UFMC系统在峰均功率比和时频效率等方面都表现出了明显的优势。总体而言，基于UFMC的LDACS系统满足航空通信系统对多方面性能的要求，UFMC和相应的子带滤波器设计使得LDACS系统拥有窄过渡带和低带外辐射，为充分利用DME波道之间的频谱空隙，从而进一步拓宽可用带宽提供了更多可能性。

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基金资助

国家重点研发计划(2022YFB3904503)

国家自然科学基金(U2233216)

中国民航大学研究生科研创新项目(2023YJSKC02005)