多路输出反激式开关电源的设计与仿真

Design and simulation of multi-channel output flyback switching power supply

摘要

在多路输出电源系统的研究中，多路的设计一般是通过增加高频变压器绕组来实现，通常只能对主路输出进行反馈调节，辅路往往达不到调节效果，会产生交叉调整率的问题。采用UCC28C43控制芯片设计了一款5 V/2 A、12 V/1 A、15 V/0.5 A的三路输出反激式开关电源，在输出电压发生改变时，通过调节PWM输出保证电源的稳定性。此外，为了改善负载的调整率，还对开关电源设计了零-极点补偿网络和基于加权电压反馈的双闭环反馈回路。在二者的共同作用下，负载调整率有了显著的改善。最后，运用PSpice仿真软件对开关电源的整体电路进行了建模设计，验证了本设计的正确性。

Abstract

In the research of multi-channel power supply system，the design of multi-channel was generally realized by adding high-frequency transformer windings，but only the output of the main circuit could be adjusted by feedback usually.The auxiliary circuit often fails to achieve the adjustment effect，which will lead to the problem of cross adjustment rate.A three-channel flyback switching power supply with 5 V/2 A，12 V/1 A and 15 V/2 A was designed using UCC28C43 control chip.When the output voltage changes，the stability of the power supply was ensured by adjusting the PWM output. In addition，in order to improve the load regulation rate，a zero-pole compensation network and a double closed-loop feedback loop based on weighted voltage feedback were designed for the switching power supply.Under the joint action of them，the load regulation rate had been significantly improved.Finally，the whole circuit of switching power supply was modeled and designed by using PSpice simulation software to verify the correctness of this design.

关键词

反激式开关电源 / 补偿网络 / 高频变压器 / PSpice仿真 / 负载调整率 / 多路输出

Key words

flyback switching power supply / compensation network / high frequency transformer / PSpice simulation / load adjustment rate / multi-channel output

在工业自动化控制系统中，电源的稳定是控制电路、检测电路、安全回路等正常工作的重要保证。随着电子产品不断更新换代，效率更高、功耗更低的高频开关电源逐渐取代传统的线性电源。开关电源是一种通过高频变压器将输入与输出进行隔离的电源变换器，包括AC/DC电源变换器、DC/DC电源变换器^［1］。开关电源通过控制开关的导通和截止时间来调节占空比，并通过闭环控制技术来实现输出电压的稳定。目前，国内外很多研究主要集中在开关电源的工作过程和系统的优化改进上。文献［2］根据二极管的稳压原理，用PSpice搭建了内部电源电路，使电路可以在不同的高输入电压条件下稳定输出5 V电压。文献［3］设计了一款多路输出的电源，对用来进行高压隔离的变压器进行了设计，采用了可以输出多电平的变换器。文献［4］通过用不同的频率和电压测试压电陶瓷堆-质量定位系统对不同输入条件的响应，观察到定位系统的响应随着不同的输入条件而变化，开发了一种开环补偿器来补偿这种变化，改善其动态响应。文献［5］提出了一种改善交叉调节和效率的三路输出反激式变换器，通过输出绕组进行同步整流，消除了传统二极管整流带来的损耗，通过对实物的制作和测试，验证了设计的可行性。

本文根据反激式变压器^［6］的特点，采用UCC28C43芯片设计了一款5V/2A、12V/1A、15V/2A的三路输出的反激式开关电源，通过对环路补偿网络^［7］的设计，以及利用加权电压反馈控制的原理对5V、12V两路输出回路进行了双环控制的改进，使输出回路具有较低的负载调整率，并通过PSpice软件对系统进行建模仿真验证。

1 开关电源系统理论

开关电源是一种可以升压和降压的电压转换电路^［8］，开关电源的组成如图1所示。

其工作原理是：220 V、 50 Hz的交流市电经过整流桥整流和电容滤波后得到300 V的直流电，通过开关管和振荡电路得到高频率的脉冲电压，再经过高频变压器^［9］耦合到次级，经过高频二极管和电容整流滤波输出稳定的直流电压。开关电源输出电压的稳定性通过激励信号的占空比控制调节，而脉冲的占空比则通过开关电源的控制器控制调节。控制器包含电压参考和误差放大器，通过对输出电压的采样和误差比较，再将误差信号送到控制芯片中，生成脉冲波形来驱动开关管的通断，控制能量的传输，进而维持电压稳定^［10］。

开关电源的整个设计过程中，功率变换电路^［11］是最重要的部分。因此在设计开关电源时，需要先确定电路的结构，才能更好地选择电路对应的PWM控制器和整流滤波电路。本设计采用的拓扑结构是反激式拓扑结构^［12］，其实质是在降压-升压式变换器电路中用高频变压器代替电感隔离得到的，并加入了多个绕组，构成多路输出的反激式开关电源，如图2所示。

在反激式变换器中，开关管导通时，高频变压器的两端由输入电压V _in直接提供能量，进行储能工作，次级的整流二极管此时为截止状态。开关管截止时，此时的整流二极管为导通状态，高频变压器之前存储的能量由次级直接向输出端释放，为负载提供电能。反激式变换器的输出极性由线圈和二极管决定，输出电压既可以大于输入电压，也可以小于输入电压，电压大小受变压器的原副边匝数比^［13］影响。

2 反激式多路输出开关电源的电路设计

2.1 PWM芯片的选择

本设计选用的UCC28C43芯片是高性能电流型的PWM控制芯片，是增强型BiCMOS版本，具有功耗更低和高效的优点，工作温度范围为-40～105 ℃。UCC28C43芯片主要由误差放大器、电流检测比较器、欠压锁定电路、PWM锁存器、振荡器、5 V基准电路^［14］等多部分组成，其内部功能框图如图3所示。

UCC28C43芯片的内部有一个全补偿误差放大器。电源工作期间，输出电压的采样和反馈通过分压后接到误差放大器的反向输入引脚实现。误差放大器的输出引脚与环路补偿相连。此外，误差放大器的反馈电阻受输出电流影响，一般取值10 kΩ以上。PWM锁存器和电流检测比较器的作用是使输出端只有一个单脉冲。UCC28C43是峰值电流控制模式型的PWM芯片，电感峰值电流受误差电压信号影响。因此，在一个周期内，开关管导通时芯片开始工作，当电感峰值电流达到限定值时芯片停止工作。电感和开关管、取样电阻相连，将感应电流转化为电压，与误差放大器内部的基准电压进行比较。UCC28C43芯片的欠电压锁定电路由两个欠压锁定比较器组成，作用是使控制器正常工作。欠压锁定比较器有内部滞后功能，能够防止控制器产生错误动作，可以有效地保护电路工作。

2.2 芯片外围电路

（1） 芯片启动电路：芯片启动电路是为UCC28C43芯片的正常工作提供启动电压的。启动后UCC28C43芯片的工作电压范围为13.5~15.5 V，最大工作电流为3 mA。启动时，IC从电源输入端经由启动电阻获取使其正常工作的电压。芯片启动后，+12 V的辅助绕组继续为芯片提供工作电压，VDD充电至UVLO-ON阈值后，UCC28C42开始消耗全部工作电流。

（2） 振荡器与时钟电路：UCC28C43的振荡器支持1 MHz的工作频率，该器件使用外部电阻来设置外部电容的充电电流，决定振荡器频率。

（3） 电流检测电路：本设计中，电流检测电路由原边电流检测电阻、滤波电阻和滤波电容组成。通常来说，直流感应信号包含主功率开关管导通时的大幅度超前的边缘尖峰和输出整流器的反向恢复，还包括寄生电容的充电和放电。因此，滤波电阻和滤波电容构成一个低通滤波器，提供抑制前沿尖峰的抗扰度。对于该转换器，滤波电阻选择1 kΩ，滤波电容选择330 pF。RCS根据最大幅度设置变压器初级中的最大峰值电流，RCS选择0.5 Ω的电阻。

（4） 误差放大器与反馈电压电路：误差放大器与反馈电压电路的作用是将电路工作时的输出电压实时反馈给芯片，便于调节占空比，使输出电压稳定，该电路主要与芯片的COMP引脚、FB引脚、VREF引脚及其内部误差放大器的功能有关。

2.3 高频变压器的设计

由设计指标可知，变压器初级侧电压v _INmin=248 V，v _INmax=373 V。根据AP法^［15］选择东磁的EE25-C01型号磁心，磁材选择DMR95，此时磁心的有效截面积A_e=52 mm²。在计算变压器匝比时，需要考虑mos管的压降，一般留有90%~100%的降额，mos管的尖峰电压一般为50~80　V。本设计可以选择650　V的mos管作为主功率开关管，得出输入电压和12 V输出电压绕组的原副边匝比如式（1）所示

N_{\mathrm{p}\mathrm{s}} = \frac{v_{N_{\mathrm{p}\mathrm{s}}}}{v_{\mathrm{o}}} = \frac{v_{\mathrm{D}\mathrm{S}}-v_{\mathrm{I}\mathrm{N}\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}-v_{\mathrm{p}\mathrm{k}}}{v_{\mathrm{o}}} \approx \mathrm{13} （1）

为了避免高峰值电流，本设计中的反激式转换器以连续导通模式工作。确定 N_{\mathrm{p}\mathrm{s}}后，根据伏秒平衡公式推导出反激占空比公式。当输入电压时，占空比最大，此时的最大占空比如式（2）所示

D_{\mathrm{d}\mathrm{u}\mathrm{t}\mathrm{y}\_\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}} = \frac{v_{\mathrm{o}\mathrm{1}}{N}_{\mathrm{p}\mathrm{s}\_\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{1}}}{v_{\mathrm{I}\mathrm{N}\mathrm{m}\mathrm{i}\mathrm{n}}+v_{\mathrm{o}\mathrm{1}}{N}_{\mathrm{p}\mathrm{s}\_\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{1}}} \approx \mathrm{0.385} （2）

输入平均电流为

I_{\mathrm{i}\mathrm{n}\_\mathrm{a}\mathrm{v}\mathrm{g}\_\mathrm{m}\mathrm{i}\mathrm{n}} = \frac{P_{\mathrm{i}\mathrm{n}}}{v_{\mathrm{I}\mathrm{N}\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}} \approx \mathrm{0.099} \mathrm{A} （3）

反激有连续模式CCM及断续模式DCM。首先，需要找出额定工作条件下，DCM向CCM转化的电感的临界感量值。原边电流纹波如式（4）所示

∆ I_p = \frac{I_{\mathrm{i}\mathrm{n}\_\mathrm{a}\mathrm{v}\mathrm{g}}}{D} \times \mathrm{2} \approx \mathrm{0.71} （4）

变压器的原边电感感量值为

L_p =L_{p BCM}×1.3=

\frac{v_{\mathrm{i}{\mathrm{n}}_{\mathrm{n}\mathrm{o}\mathrm{m}}}\frac{v_{\mathrm{o}\mathrm{1}}{N}_{\mathrm{p}\mathrm{s}\_\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{l}}}{v_{\mathrm{i}{\mathrm{n}}_{\mathrm{n}\mathrm{o}\mathrm{m}}}+v_{\mathrm{o}\mathrm{1}}N\mathrm{p}\mathrm{s}\_\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{l}}·\frac{\mathrm{1}}{f_s}}{∆I_p} \times1.3≈9.499×10^-4 （5）

最大磁感应强度 B_{\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}为0.195 T，因此，变压器原边绕组的匝数为

N_p = \mathrm{r} \mathrm{o} \mathrm{u} \mathrm{n} \mathrm{d} \left(\frac{L_p∆I_p}{B_{\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}{A}_e}\right) \approx \mathrm{150} （6）

12　V输出的匝数为

N_{\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{1}} = \mathrm{r} \mathrm{o} \mathrm{u} \mathrm{n} \mathrm{d} \left(\frac{N_p}{N_{\mathrm{p}\mathrm{s}\_\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{1}}}\right) \approx \mathrm{13} （7）

5　V输出的匝数为

N_{\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{2}} = \mathrm{r} \mathrm{o} \mathrm{u} \mathrm{n} \mathrm{d} \left(\frac{v_{\mathrm{o}\mathrm{2}}}{v_{\mathrm{o}\mathrm{1}}}{N}_{\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{1}}\right) \approx \mathrm{6} （8）

15　V输出的匝数为

N_{\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{3}} = \mathrm{r} \mathrm{o} \mathrm{u} \mathrm{n} \mathrm{d} \left(\frac{v_{\mathrm{o}\mathrm{3}}}{v_{\mathrm{o}\mathrm{1}}}{N}_{\mathrm{v}\mathrm{o}\mathrm{1}}\right) \approx \mathrm{16} （9）

2.4 环路补偿网络的设计

在设计开关电源时，为了使整个系统能够获得更好的性能指标和较快的动态响应速度，还需要引进环路补偿网络。开关电源常用的控制方式有电压环控制和峰值电流控制等。本设计选择峰值电流双闭环控制的方法，由误差放大器、光耦和TL431组成开关电源的环路补偿网络，补偿环路的设计包括选择适当的元件，使极点和零点在整个工作范围内产生稳定的系统。

本设计采用PSpice软件搭建反馈环路补偿网络的仿真电路，求出其主功率的波特图，再根据波特图来设计满足需求的环路。PSpice的仿真^［16］环路数据如表1所示。

主功率的开环增益波特图如图4所示，相位波特图如图5所示。

一个具有稳定环路和良好动态响应的系统，相位裕量一般取45°，也就是传递函数的相移应该小于135°，但是过大的相位裕量会使输出电压产生过阻尼现象。此外，对于穿越频率 f_c的设计，在小于开关频率一半的条件下，取值越大越好。为了避免开关频率对环路的影响，使输出产生较大的开关纹波，穿越频率的取值需远小于开关频率的一半，通常取小于开关频率的五分之一^［17］。

从波特图曲线中可以看出，主电路传递函数的穿越频率为 f_c = \mathrm{0.7} \times {\mathrm{10}}^{\mathrm{3}} \mathrm{k} \mathrm{H} z，相位裕量为89°，所以需要对补偿器进行设计。环路补偿器^［18］的电路原理图如图6所示。

补偿器的传递函数如式（10）所示

G_{\mathrm{t}\mathrm{y}\mathrm{p}\mathrm{e}\mathrm{3}} \left(s\right) =

k_p · \frac{\left[\frac{s}{\left(\mathrm{2}\mathrm{\pi }·f_{z\mathrm{1}}\right)}+\mathrm{1}\right]\left[\frac{s}{\mathrm{2}\mathrm{\pi }·f_{z\mathrm{2}}}+\mathrm{1}\right]}{\left[\frac{s}{\left(\mathrm{2}\mathrm{\pi }·f_{p\mathrm{1}}\right)}+\mathrm{1}\right]·\left[\frac{s}{\left(\mathrm{2}\mathrm{\pi }·f_{p\mathrm{2}}\right)}+\mathrm{1}\right]} （10）

通过调节PSpice仿真电路中补偿器的各个参数值，观察增益和相位波特图^［19］的变化。确定补偿器参数的最佳取值，使整个电源系统能够达到最佳稳定状态。其中，R109的值为47 kΩ，R124的值为1 kΩ，R122的值为12.3 kΩ，R101的值为4.7 kΩ，C119的值为100 nF，C101的值为10 nF，C102的值为100 pF。

由参数值可得，零点 f_{z\mathrm{1}}为

f_{z\mathrm{1}} = \frac{\mathrm{1}}{\mathrm{2}\mathrm{\pi }\mathrm{R}\mathrm{101}·\mathrm{C}\mathrm{101}} = \mathrm{3.386} \times {\mathrm{10}}^{\mathrm{3}} （11）

零点 f_{z\mathrm{2}}为

f_{z\mathrm{2}} = \frac{\mathrm{1}}{\mathrm{2}\mathrm{\pi }\left(\mathrm{R}\mathrm{109}+\mathrm{R}\mathrm{124}\right)\mathrm{C}\mathrm{119}} = \mathrm{33.157} （12）

极点 f_{p\mathrm{1}}为

f_{p\mathrm{1}} = \frac{\mathrm{1}}{\mathrm{2}\mathrm{\pi }\mathrm{R}\mathrm{101}\left(\frac{\mathrm{C}\mathrm{102}·\mathrm{C}\mathrm{101}}{\mathrm{C}\mathrm{102}+\mathrm{C}\mathrm{101}}\right)} = \mathrm{1.592} \times {\mathrm{10}}^{\mathrm{5}} （13）

极点 f_{p\mathrm{2}}为

f_{p\mathrm{2}} = \frac{\mathrm{1}}{\mathrm{2}\mathrm{\pi }\mathrm{R}\mathrm{124}·\mathrm{C}\mathrm{119}} = \mathrm{1.592} \times {\mathrm{10}}^{\mathrm{5}} （14）

k_p的取值为

k_p = \frac{f_{z\mathrm{1}}{f}_{z\mathrm{2}}}{f_{p\mathrm{1}}{f}_{p\mathrm{2}}} · \frac{\mathrm{R}\mathrm{109}+\mathrm{R}\mathrm{124}}{\mathrm{R}\mathrm{109}·\mathrm{R}\mathrm{124}·\mathrm{C}\mathrm{102}} = \mathrm{2.107} \times {\mathrm{10}}^{\mathrm{5}} （15）

补偿器的增益和相位波特图如图7所示。

增加补偿器之后的电压环路的增益和相位的波特图如图8所示。

从波特图曲线中可以看出，主电路传递函数的穿越频率为 f_c = \mathrm{5.6} \times {\mathrm{10}}^{\mathrm{3}} kHz，相位裕量为45°。因此，增加补偿器之后的电压环路符合设计要求，且稳定性更好。

2.5 双环控制回路的设计

在设计多路输出开关电源时，不仅要考虑输出电压的稳定性，负载的调整率问题也是极其重要的。多路输出开关电源的变压器具有多个反馈绕组，但通常只对其中一路输出电压进行反馈，其余输出电压回路的精度相对较低。因此可以采用加权电压反馈控制的多路输出技术对反馈回路进行改进。加权电压反馈控制是通过控制不同输出电压反馈回路对环路影响的反馈权重比来实现的。其目的是使其余支路输出电压回路能够像主路输出电压回路一样，共同控制PWM控制器，从而调节占空比。

为了提高输出端的负载调整率^［20］，本设计对5 V和12 V两个反馈回路采用加权电压反馈设计，实现5 V和12 V两个反馈回路对系统电路的双环控制。一般的多路输出电源都是只有一个反馈网络，也就是选择输出功率大的主路做闭环控制，而其他支路输出是没有环路控制的。所以主路的调整率会很好，而其他输出的调整率一般情况下都比较差，那么其他的支路通常通过再加一级线性稳压电源提高调整率，这是最常规的做法。但是如果其他支路需要的电流也比较大，或者其他支路的功率和主路的输出功率也相近的时候，用线性稳压电源的话，线性稳压电路损耗将会比较大，有可能带来散热的问题。所以使用双环控制来解决这个问题，所谓的双环控制就是同时控制两个环路，支路也参与反馈环路的控制，就可以提高支路的调整率，不需要额外增加一个线性稳压电路。仿真电路中12 V和5 V的电路部分是共地的，如果要做成不共地的只需要加入隔离线性光耦即可实现。

5 V和12 V两个反馈回路组成的双环控制的反馈电路仿真电路图如图9所示。

通过引入R110、R125、C120网络将5 V支路加入到反馈网络中，电阻R109和R110控制着这两路输出对环路影响的权重，分配12 V和5 V的反馈权重。假定12 V输出按照60%的权重，5 V输出按照40%的反馈权重去分配，权重比例越高则电压控制越精准，负载调整率就会越好。如果权重为1，另外一路为0，那么就是权重为1的完全受环路控制，权重为0的完全不受控制，就变成了单环控制。如果想使某一反馈回路的负载调整率更低，可以提高这一回路的权重比例。

电阻R109的值为

\mathrm{R} \mathrm{109} = \frac{\mathrm{12}-\mathrm{2.5}}{\mathrm{0.6}\times \mathrm{2.5}} \times \mathrm{12.3} = \mathrm{77.9} \mathrm{k} \mathrm{\Omega } （16）

电阻R110的值为

\mathrm{R} \mathrm{110} = \frac{\mathrm{5}-\mathrm{2.5}}{\mathrm{0.4}\times \mathrm{2.5}} \times \mathrm{12.3} = \mathrm{30.75} \mathrm{k} \mathrm{\Omega } （17）

3 PSpice仿真结果分析

用PSpice软件对多路输出反激式开关电源进行仿真验证，其电路仿真图如图10所示。

当一路权重为1，另外一路为0，即单环路控制反馈时，图11为12 V满载及5 V满载的输出电压波形图，图12为12 V满载及5 V空载的输出电压波形图。

当一路权重为0.6，另外一路为0.4，即双环路控制反馈时，图13为12 V满载及5 V满载的输出电压波形图，图14为12 V满载及5 V空载的输出电压波形图。

单环路反馈控制和双环路反馈控制的数据分别如表2、表3所示。

从仿真结果上看，5 V输出支路有了很大改善，特别是在两路输出都是满载的情况下。通过计算得出，当单环路反馈控制时，5 V输出的负载调整率约为5.2%；当双环路反馈控制时，5 V输出的负载调整率为3.9%。所以，引入加权反馈控制可以改善负载的调整率。

本设计中三路输出反激式开关电源的各回路的输出电压波形如图15所示。

电路开始仿真时，三路输出的电压有一个上升过程，上升时间大约为2.5 ms，最终三路输出的电压值分别稳定在5 V、12 V、15 V，符合设计要求。

4 实物及测试

本文设计的多路输出反激式开关电源的实物图如图16所示。

为验证所设计电路对负载调整率的改善效果，在220 V交流电标准输入电压的工作状态下，在单环路反馈控制时，先将电源电路板的12 V输出回路与线绕电阻器相连，调节至满载状态，5 V输出电压回路与电子负载相连，由空载状态逐渐调节至满载状态，观察该输出回路的带载能力和输出电压大小。在双环路反馈控制时，重复上述步骤，最后分别计算两种控制条件下输出端的负载调整率，并进行比较，表4、表5为测试数据的对比表。

通过表4、5的数据计算得出，当单环路反馈控制时，5 V输出的负载调整率为3.3%；当双环路反馈控制时，5 V输出的负载调整率为1.2%。实物测试结果表明，引入加权反馈控制后，5 V输出回路负载的调整率有了明显的改善，验证了双环路反馈控制的有效性。

5 结论

本文设计了一款多路输出的反激式开关电源，采用UCC28C43芯片对电源系统进行PWM控制，将220 V交流电转化为5 V、12 V、15 V的直流输出电压，并能够保持持续稳定的输出。同时还对环路补偿网络进行了零-极点的设计，并通过加权电压反馈的方式，实现5 V和12 V两个反馈回路对系统电路的双环控制，在二者的共同作用下，使支路也参与到反馈控制，提高了负载的调整率。通过PSpice软件对电路进行了建模与仿真，仿真结果和实物测试结果验证了设计的可行性。

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基金资助

国家自然科学基金(61873172)